IGBT: особенности проектирования преобразователей высокой мощности

Высокоэффективные силовые модули применяются в лифтах, ветряных электростанциях, солнечных электростанциях, электромобилях, городском транспорте и других отраслях. При замене компонентов силовой электроники европейских производителей на китайские, рекомендуем учитывать следующие факторы:

1. Подбор компонентов.
Технические характеристики элементов, их надежность, доступность на рынке, стоимость являются основными критериями при проектировании силовых преобразователей. Важно закупать электронные компоненты у надежных производителей и поставщиков. В этом случае гарантируется качество и совместимость. 

2. Система охлаждения.
Работа с высокими мощностями требует эффективного отвода тепла от силовых модулей. Поэтому необходимо подобрать радиаторы, вентиляторы и другие элементы системы охлаждения, соответствующие техническим требованиям.

3. Защита от перегрузок.
Важно предусмотреть защиту от перенапряжений, коротких замыканий и других видов перегрузки, чтобы избежать повреждения оборудования и обеспечить безопасную работу устройства.

4. Электромагнитная совместимость.
При проектировании силовых преобразователей необходимо:

• учитывать их влияние на окружающее оборудование,

• обеспечить соответствие требованиям по EMC.

5. Тестирование, отладка.
Необходимо провести тщательное тестирование, отладку устройства, чтобы убедиться в его надежной работе и соответствии техническим требованиям.

Проектирование силовых преобразовательных систем требует технических знаний, опыта, внимательного подхода к каждой детали, умения решать проблемы, которые могут возникнуть на пути разработки. Главное - не терять мотивацию, стремиться к совершенствованию своих навыков в этой сложной области техники. В предлагаемой статье мы постараемся осветить общие проблемы, встающие перед разработчиком, независимо от конфигурации и назначения устройства:

• конструкция силовых DC, АС шин;

• ограничение напряжения на затворах;

• оптимизация тепловых характеристик;

• параллельное соединение силовых модулей.

Силовые шины и звено постоянного тока

Для уменьшения влияния паразитных индуктивностей на работу силовых ключей используются различные методы, такие как оптимизация топологии силовых соединений и формирование траектории переключения. Для снижения активных потерь применяются специальные материалы с низкими значениями сопротивления, а также используются особые конструкции проводников (ленточные или плоские).

Рассмотрим подробнее данные способы.
Реальные проводники конечной длины характеризуются распределенными паразитными индуктивностями, во многом определяющими индуктивность силовой шины LB. При коммутации больших токов на высоких скоростях наличие LB приводит к перенапряжениям в силовых ключах. Например, при выключении IGBT напряжение на коллекторе V_CE увеличивается по отношению к напряжению шины питания V_DC на величину ΔV = L_B × di_C/dt (где di_C/dt – скорость спада тока коллектора). Общее значение V_CE = V_DC + ΔV может превысить блокирующую способность транзистора, в результате чего он выйдет из строя.

Перенапряжение также является следствием скачка тока обратного восстановления i_rr оппозитного диода (FWD). Скорость изменения di_rr/dt_rr (i_rr, t_rr – ток и время обратного восстановления) зависит от характеристик обратного восстановления. Поэтому при разработке новых поколений FWD для применения в IGBT модулях, производители не только улучшают частотные характеристики диодов, но и стремятся согласовать процесс обратного восстановления с характеристиками IGBT. Одна из наиболее прогрессивных технологий производства антипараллельных диодов называется CAL (Controlled Axial Lifetime) [5]. Оптимизация процесса обратного восстановления позволит не только снизить потери на переключение, но и уменьшить уровень радиопомех, излучаемых силовым каскадом.

Рис. 1. Усовершенствованная конструкция шины питания полумостового модуля IGBT 62 мм

Распределенная индуктивность может быть компенсирована планарными (плоскопараллельными) шинами, которые действуют как бифилярные проводники. На рис.1 показана усовершенствованная конструкция силовых выводов полумостового IGBT-модуля в стандартном конструктиве 62 мм. Применение планарных выводов обеспечивает минимальную внутреннюю распределенную индуктивность L_CE данного типа корпуса.

Существует простое правило, позволяющее минимизировать распределенную индуктивность шины звена постоянного тока, которая оказывает наибольшее влияние на уровень перенапряжения при коммутации тока. Как показано на рис. 2a, размер "токовой петли", определяемый несовпадением путей протекания тока по положительному и отрицательному проводникам шины питания, напрямую зависит от величины паразитной индуктивности. Поэтому приемлемой считается конструкция шины (в англоязычной литературе ее называют sandwich), при которой выводы (+) и (-) расположены максимально параллельно.  Варианты близкой к идеальной топологии "сэндвич" показаны на рисунках 2b, 4a.

Из этих рисунков видно, что оптимальная с точки зрения минимизации L_CE шина имеет серьезный недостаток - консольную конструкцию. Для повышения жесткости сборки приходится использовать дополнительные крепежные элементы. Надежность такого соединения неизбежно снижается, особенно в условиях вибрации, из-за постоянного давления на выводы модуля. Эта проблема решается при использовании силовых модулей в конструктиве Econo-Dual [4], DC и АС терминалы которого разнесены по разные стороны корпуса. Как показано на рис.4b, шина имеет простую планарную конструкцию, монтируется на общую опорную поверхность вместе с силовыми ключами. Возможность использования такой архитектуры, позволяющей установить плату управления на самом модуле, сделала конструктив Econo-Dual новым промышленным стандартом.

Подбор материалов, конструкций и методов проектирования силовых каскадов позволяет:

• снизить влияние паразитной индуктивности, 

• обеспечить надежную, эффективную работу силовых модулей и преобразовательных устройств.

Рис. 2. А – влияние площади токовой петли на величину паразитной индуктивности, В – вариант планарной конструкции DC-шины для модулей 62мм

На распределенную индуктивность также влияет ориентация компонентов, расположенных на пути коммутации тока, таких как конденсаторы DC-шины. На рис.3a показано, как меняется площадь контура тока при изменении положения выводов конденсаторов звена постоянного тока. Такой подход позволяет снизить влияние паразитных индуктивностей, улучшить электрические характеристики схемы. 

Индуктивность DC-шины можно уменьшить почти в два раза, если использовать несколько маленьких параллельных конденсаторов вместо одного большого. На рисунках 3b и 3c показана возможная реализация однофазного инвертора на основе двух полумостовых IGBT-модулей со звеном постоянного тока, состоящим из параллельно-последовательного соединения емкостей. Их группы установлены симметрично относительно соответствующего IGBT, а выводы последовательно соединенных конденсаторов (C1.1, C1.2) расположены вдоль оси силового модуля. Все выше сказанное верно и по отношению к наиболее распространенной схеме 3-фазного инвертора, показанной на рисунке 4.

Требуется произвести расчет тепловых режимов конденсаторов, чтобы обеспечить их стабильную работу при различных условиях эксплуатации. Нужно помнить, что размер и вес всего устройства во многом зависит от массогабаритных характеристик конденсаторов. 

При выборе конденсаторов звена постоянного тока необходимо внимательно изучить их технические спецификации, а также руководства по применению. 

Нужно помнить о таких важных характеристиках конденсаторов, такие как ESL (эквивалентная последовательная индуктивность) и ESR (эквивалентное последовательное сопротивление). Распределенная индуктивность ESL влияет на частотную характеристику конденсатора, отвечает за образование паразитных контуров шины постоянного тока.

Параметр ESR оказывает демпфирующее влияние на работу паразитных контуров. Поэтому проблема подавления паразитных контуров является более актуальной при использовании полипропиленовых конденсаторов с пониженным значением ESR, чем в случае электролитических конденсаторов.

Рис. 3. А – влияние положения выводов конденсаторов на величину паразитной индуктивности, В и С – неправильная и правильная ориентация конденсаторов звена постоянного тока

Простейший вариант планарной шины постоянного тока с межслойными изоляторами (высоковольтными диэлектрическими вставками) используется в инверторах на базе стандартных IGBT-модулей (рис. 4а). В серийном производстве обычно используются многослойные ламинированные шины (см. рис.4б).

Подбор материалов для изготовления шины играет ключевую роль в обеспечении ее эффективной работы. Материал шины должен иметь низкое сопротивление, хорошую теплопроводность, чтобы минимизировать потери, обеспечить стабильные тепловые характеристики системы.

На эффективность преобразования большое влияние оказывают геометрия и сечение проводников. Применение многослойных силовых шин, выбор подходящего материала, геометрии и толщины проводников позволяет обеспечить высокую надежность, эффективность работы электрических систем.

Рис. 4. А – сборка 3-фазного инвертора на модулях IGBT 62мм, В – сборка 3-фазного инвертора на модулях Econo-Dual 3 (ED3)

Снабберы

Cнабберы необходимы для снижения влияния паразитных контуров, повышения надежности работы устройства и продления срока его службы. Выбор параметров снабберов, таких как емкость, ESL и ESR, конструктив и способ установки, играют важную роль в обеспечении стабильной работы силового каскада, снижения уровня перенапряжений.

Снабберы позволяют улучшить параметры электромагнитной совместимости (EMC) устройства. Они помогают снизить уровень электромагнитных помех (EMI), возникающих при коммутации токов, обеспечивают более стабильную работу всей системы. Для достижения оптимальных результатов требуется правильно выбрать параметры снабберных цепей и учесть их влияние на работу системы.

Рис. 5. Типы снабберных схем

В общем случае номинал конденсатора снаббера C_s вычисляется исходя из заданного уровня перенапряжения V_os и значения энергии, запасенной в паразитной индуктивности шины L_B при коммутации тока I_peak.

Для ограничения переходных перенапряжений снабберы могут быть реализованы в виде RC-цепей или RCD-цепей. RC-цепь состоит из резистора и конденсатора, которые поглощают энергию переходного процесса, снижают уровень перенапряжения на силовых ключах. В состав RCD снаббера входит диод, необходимый для сброса энергии, запасенной в паразитной индуктивности, и предотвращения обратного тока.

Для снижения динамических потерь в силовых ключах применяются демпфирующие цепи – формирователи траектории переключения. Они подавляют паразитные контура в цепи коммутации и снижают динамические потери в силовых ключах.

Снабберы играют важную роль в защите силовых ключей от переходных перенапряжений и снижении динамических потерь, что повышает надежность и результативность работы системы. Требуемый выбор снабберов и их параметров поможет обеспечить наилучшую защиту и работу системы.

Рис. 6. Конструкции снабберных конденсаторов

Наиболее распространенные типы снабберных цепей приведены на рисунке 5. Простейший снаббер (5а) представляет собой низкоиндуктивный пленочный конденсатор, установленный параллельно шинам питания силового каскада.

Конструкция снабберного конденсатора должна обеспечивать не только минимальную распределенную индуктивность, но и удобство подключения к клеммам силового модуля. Внешний вид специальных конденсаторов показан на рис. 6b, c и d. Недопустимо использовать в качестве снабберов обычные высоковольтные конденсаторы (например, показанные на рис. 6а).

Чтобы уменьшить добротность паразитного колебательного контура, последовательно с конденсатором можно установить резистор (5b). Такие схемы обычно используются в низковольтных сильноточных преобразователях с MOSFET-ключами.

Цепь 5c рекомендуется, если необходимо установить снабберы на каждое плечо полумоста или ограничить скорость переключения тиристорного ключа. Быстродействующие диоды и резисторы, используемые в этой схеме, необходимы для развязки цепей заряда, разряда и ограничения тока разряда.5s Постоянная времени снаббера должна быть как минимум в три раза больше периода рабочей частоты (R_SC_S < T_sw/3).

В самых мощных схемах паразитная индуктивность, создаваемая цепью снаббера, может быть очень большой, что приводит к скачкам напряжения из-за переключения тока на индуктивности снаббера. В этом случае используется схема 5d. Принцип работы такой же, как и в предыдущем случае, но паразитные индуктивности меньше, поскольку снаббер подключен непосредственно к коллектору и эмиттеру каждого транзистора в полумосте. 

Рис. 7. Влияние снабберных цепей на величину переходного перенапряжения: А – напряжение V_CE при отключении транзистора, В и С – неудачный и удачный выбор снаббера

На рисунке 7а показан график изменения напряжения V_CE «коллектор-эмиттер» при выключении силового ключа. Пик напряжения ΔV₁ вызывается паразитной индуктивностью цепи снаббера L_S, амплитуду перенапряжения при известной скорости изменения тока di/dt можно рассчитать по формуле:

ΔV₁ = L_S × di/dt

После окончания пика ΔV₁ начинается рост переходного напряжения V₂, вызываемого зарядом емкости снаббера. Амплитуда V₂ зависит от емкости снаббера и энергии, запасенной в паразитной индуктивности DC-шины:

ΔV₂ = L_B × i_c²/C_S

Используя заданные значения ΔV_{1 ,} ΔV₂, можно рассчитать емкость снаббера, его максимально допустимую индуктивность (по уравнениям выше). Обратите внимание, что значение C_S прямо пропорционально значению паразитной индуктивности шины. Поэтому верно найденная топология силового каскада, минимизирующая паразитную индуктивность, может снизить требования к цепи снаббера.

Характеристики паразитных цепей шины постоянного тока плохо поддаются расчету и моделированию, поэтому приходится корректировать параметры снабберной цепи в процессе разработки на основе результатов экспериментальной проверки. Основные критерии выбора - это минимальные значения перенапряжения и отсутствие опасных колебаний. На рисунках 7b, 7c показано, как изменение типа и номинала снаббера влияет на эти процессы. Однако разработчики должны понимать, что снабберная цепь не сможет спасти силовой ключ от перенапряжения при плохо спроектированной DC-шине с большой площадью токовой петли.

Ограничение напряжения на затворе

Рис. 8. Способы ограничения напряжения на затворе

Отказ силового переключателя из-за повреждения изолированного затвора - довольно распространенная неисправность. Пробой цепи затвора – может возникнуть при несоблюдении требований по защите от электростатического разряда (ESD), возникновении контуров, образованных индуктивностью цепи управления и емкостью затвора, перенапряжениях, вызванными емкостной или индуктивной связью в цепях управления или питания. Во избежании повреждения затвора следует соблюдать простые правила и рекомендации:

- Управляющее напряжение не должно превышать значения, рекомендованного производителем силового модуля (обычно V_GEmax = ±20 В);

- Напряжение выключения должно гарантировать блокировку IGBT/MOSFET при любых условиях эксплуатации, включая режим защиты от короткого замыкания;

- Цепь управления должна иметь минимальную длину, ее индуктивность цепи должна быть компенсирована с помощью бифилярных проводников (витая пара);

- Цепь управления должна быть изолирована от возможных источников помех (например, силовых кабелей);

- Цепи управления параллельными силовыми ключами должны быть идентичными.

Следует использовать дополнительную защиту затвора, особенно если драйвер нельзя разместить рядом с силовым ключом или если он используется для управления несколькими параллельно подключенными модулями. Наиболее распространенные схемы защиты затвора показаны на рис. 8.

Установка резистора R_GE параллельно цепи затвор-эмиттер (см. рис. 8а), разумеется, не ограничивает напряжение V_GE. Однако многие производители рекомендуют устанавливать такие резисторы, роль которых заключается в защите от статического электричества и предотвращении "перегрузки" затвора при увеличении импеданса цепи управления.

Классическая схема ограничения напряжения V_GE с помощью быстродействующего стабилитрона или супрессора (TVS - Transient Voltage Suppressor) показана на рис. 8б. Преимуществом этой схемы является ограничение напряжения, индуцируемого на затворе через емкость Миллера (емкость коллектор-затвор, C_cg). Это позволяет уменьшить ток короткого замыкания и амплитуду переходных процессов в режиме короткого замыкания.

Установка диода Шоттки между затвором и низковольтной цепью питания драйвера V_+supply  показана на рис. 8с. Если источник питания расположен близко к силовому ключу (расстояние менее 5 см), рекомендуется использовать такой метод ограничения напряжения V_GE.

Рис. 9. Схема и внешний вид платы согласования входов управления модуля IGBT (полумост)

На рис. 9 показана принципиальная схема, а также внешний вид платы, используемой для согласования и защиты управляющих входов полумостового IGBT-модуля. Плата содержит отдельные резисторы затвора (R_{Gon ,} R_Goff) для открытого, закрытого режимов, а также резисторы утечки R_GE и диоды-подавители (TVS).

Параллельное соединение

Параллельное соединение чипов и силовых ключей - основной способ увеличения мощности электронных модулей и преобразователей. В современной силовой электронике это относится в основном к транзисторам с изолированным управляющим затвором (MOSFET и IGBT). Даже монокристаллы содержат большое количество параллельно соединенных затворных ячеек. Большинство модулей с изолированными затворами и достаточно высокими коллекторными токами представляют параллельное соединение силовых чипов в одном корпусе. Дальнейшее увеличение мощности достигается за счет соединения силовых модулей. В последнее время широкое распространение получили многоуровневые высоковольтные преобразователи с последовательно соединенными модулями и ячейками. 

Невозможно бесконечно увеличивать площадь кристалла или повышать плотность тока, что неизбежно снижает результативность производства, делает невозможным эффективный отвод тепла с единицы площади. Разработчики силовых кристаллов постоянно совершенствуют свои технологии, чтобы снизить потери, увеличить допустимую токовую нагрузку. Однако все имеет физический предел, и современная классическая технология MOSFET/IGBT близка к пределу своих возможностей по снижению потерь на проводимость и переключение.

Параллельная работа ключей в импульсном режиме сопряжена с рядом трудностей, в первую очередь с необходимостью статической и динамической балансировки тока. К счастью, современные технологии производства кристаллов IGBT обеспечивают положительный температурный коэффициент напряжения насыщения V_CEsat, поэтому проблему балансировки тока в проводящем состоянии можно считать решенной. Ситуация с антипараллельными диодами сложнее, поскольку большинство FWD имеет отрицательный ТКН V_F при токах меньше номинального.

Параллельное соединение связано с проблемой синхронизации, так как силовые модули и драйверы имеют разброс временных характеристик. Это может привести к появлению паразитных осцилляций, особенно при работе на высоких частотах. Для решения этих проблем необходимо проводить тщательное проектирование и тестирование систем с параллельным соединением силовых ключей.  

 В аварийном режиме схема защиты отключает силовой транзистор при токе, в 5-10 раз превышающем номинальное значение. Общее напряжение, воздействующее на кристалл, равно V_ov = V_DC + ΔV = V_DC + L_B × dI_sc/dt (dI_sc/dt – скорость отключения тока КЗ), может превысить его блокирующую способность. При параллельном соединении топология силовых шин должна обеспечивать не только минимальную распределенную индуктивность, но и ее одинаковость во всех параллельных цепях.

Рис. 10. Варианты параллельного соединения управляющих входов IGBT

(Также -убрала) Необходимо обратить внимание на разброс параметров задержки времени включения/выключения, скорости включения/выключения, заряда затвора и характеристики затвора. Эти параметры также могут влиять на динамические характеристики силовых ключей и их симметричную работу.

 Важно учитывать, что различия в параметрах ключей могут привести к неравномерному распределению нагрузки между параллельными модулями. Необходимо использовать индивидуальные и одинаковые резисторы затвора для каждого параллельного ключа, чтобы обеспечить равномерное распределение нагрузки.

Соблюдение симметрии подключения и учет разброса параметров обеспечивает стабильную и надежную работу силовых модулей.

Рассмотрим влияние разброса V_GE(th) (пороговое напряжение отпирания). Распространенной ошибкой является прямое соединение затворов параллельных модулей. Из-за разницы в пороговом напряжении отпирания ΔV_GE(th) (см. рис. 11б) модуль с наименьшим V_GE(th) открывается первым и принимает на себя всю токовую нагрузку. Этот эффект усугубляется тем, что напряжение открытия затвора имеет отрицательный температурный коэффициент. IGBT с большим пороговым напряжением имеют время задержки, определяемое временем включения модулей Δt₁₁ с меньшим V_GE(th). Известно, что длина горизонтального участка затворной характеристики зависит от величины емкости Миллера C_cg между коллектором и затвором. Спад коллекторного напряжения дифференцируется этой емкостью, что создает ток, компенсирующий ток открытия.

Существует простое, хорошо известное решение этой проблемы. Все параллельно соединенные ключи должны иметь одинаковые затворные сопротивления R_G (см. рис. 10). В этом случае напряжение на каждом затворе возрастает независимо, а разница во времени задержки включения не превышает Δt₁, как показано на рис. 11a.

Рис. 11. Задержка при включении параллельных IGBT: А – при использовании раздельных резисторов затвора, В – при использовании общего резистора затвора

При параллельном соединении необходимо убедиться в том, что нагрузочные характеристики платы управления обеспечивают коммутацию n параллельно подключенных затворов. Среднее значение выходного тока источника питания инвертора, I_av, должно удовлетворять следующей зависимости:

I_av > n × Q_g ×f_sw

Где f_sw – максимальная частота коммутации.

Паразитные индуктивности линий связи и их различия, обусловленные недостаточной симметрией топологии соединения, оказывают существенное влияние на поведение параллельно соединенных модулей в динамическом режиме. Разница в напряжениях, наведенных в индуктивностях шин (V₁…V_n на рис. 10б), приводит к появлению балансировочных токов, величина которых практически не ограничена. В то же время в цепи, образованной индуктивностью шины и емкостью транзистора, может возникнуть паразитная генерация. Для борьбы с этим опасным явлением в сигнальной цепи эмиттера рекомендуется установить резистор R_E (см. рис. 10б) сопротивлением от 0,5 Ом до 0,1R_G. Наличие этого резистора ограничивает уравнительный ток до уровня, не превышающего 10 А, и ослабляет паразитные цепи.

Рис. 12. Компенсация динамических характеристик IGBT

Кроме того, добавление в цепь эмиттерного резистора создает отрицательную обратную связь по току, которая компенсирует различия в динамических характеристиках силового ключа. Как показано на рис. 12, компенсирующий ток i создает падение напряжения V_RE на резисторе эмиттерной сигнальной цепи. Это частично компенсирует напряжение V_GE на затворе "быстрого" IGBT, снижает скорость его включения. Соответственно, увеличивается управляющее напряжение "медленного" транзистора, и его включение ускоряется. Использование схемы, показанной на рис. 10b, позволяет выровнять скорость переключения и динамические потери параллельно соединенных IGBT-модулей.

Рис. 13. Параллельное соединение входов управления IGBT

На рис. 13 показана схема печатной платы, используемой для управления параллельным соединение модулей, с симметричным подключением затворов относительно входа. На плате расположены резисторы затвора R_G (отдельно для режима включения, выключения), эмиттерные резисторы, диоды-супрессоры. Как было показано выше, такая схема обеспечивает выравнивание динамических характеристик параллельных ключей, предотвращает искажения напряжения на затворах, ограничивает токи короткого замыкания. Плата подключается непосредственно к сигнальным выводам модуля, а ее входы соединяются с выходами драйверов бифилярными экранированными кабелями.

Рис. 14. Объединение АС выходов через уравнивающие дроссели

Объединение параллельных выходов переменного тока в полумостовых каскадах - еще одна хорошо известная проблема. При достаточно большой разнице во времени задержки переключения один из параллельных ключей может быть перегружен по выходному току. Это происходит, например, когда для каждого из параллельных модулей используются отдельные драйверы. В этом случае для выравнивания тока следует использовать балансировочные индуктивности, как показано на рис. 14. Минимальное значение индуктивности L_min можно рассчитать по следующей формуле:

L_min = V_cc × t_max/I_out

Где V_cc – напряжение на шине питания, I_out - допустимое отклонение от среднего тока, t – максимальный временной разброс времени включения/выключения.

Если динамические характеристики параллельных модулей хорошо согласованы и используется «центральный» драйвер, можно не включать в схему балансировочные индуктивности. Рассмотрим топологию АС шины объединительной платы. Асимметрия выходных цепей может привести к возникновению паразитных осцилляций, выравнивающих токов и перегрузке одного из модулей. На рис. 15b показан выходной ток при несимметричном параллельном подключении четырех полумостовых модулей. Пример хорошей конструкции АС шины с симметричными выходными цепями показан на рисунке 15a.

Рис. 15. Параллельное соединение АС выходов модулей IGBT

Интеллектуальный силовой модуль SKiiP IGBT - типичный пример конструкции, в которой повышение тока достигается параллельным соединением базовых элементов полумоста. В зависимости от типа ключа на одном радиаторе можно разместить два, три или четыре полумоста с токами до 600 А. Значит, один модуль SKiiP может работать как трехфазный инвертор на 600 А (SKiiP 603GD122-3DL) или как полумост на 2400 А (SKiiP 2403GB122-4DL). В последнем случае все четыре базовых элемента подключаются параллельно.

Рис. 16. Параллельное соединение элементов модулей SKiiP

На рисунке 16 показан модуль SKiiP, в котором объединены три полумоста. На фотографии (рис. 16b) справа хорошо видна шина постоянного тока со снабберными конденсаторами, подключенными к контактам питания каждого базового элемента, а слева - шина переменного тока, соединяющая три выхода. Более сложный вариант подключения АС шины, рекомендуемый для транспортных приложений, показан на рис. 16a. Силовые клеммы подключены к общему выводу с помощью гибкой шины, закрепленной на монтажной втулке. Это необходимо для изоляции выходов модуля от вибрации и ударов. На рисунке показано, что АС выход подключен к центру объединительной платы. Подключение к крайним точкам (выделены красным) нарушает симметрию и может привести к динамической перегрузке одного из силовых ключей.

Оптимизация тепловых характеристик

Рис. 17. Окна меню программы теплового расчета SEMISEL

Программа SEMISEL (рис. 18) позволяет проводить тепловой расчет силового каскада с учетом всех основных параметров, таких как токи нагрузки, напряжения питания, тепловое сопротивление, температурные режимы и многое другое. Программа автоматически определяет тепловые потери в компонентах, рассчитывает температуру в разных точках системы, а также дает возможность выбора силовых модулей для заданных условий работы.

 Программа сокращает время проектирования, уменьшает вероятность ошибок при выборе компонентов, что в итоге повышает надежность работы устройства.

Рис. 18. Исходное меню SEMISEL

Благодаря изменениям и доработкам, программа SemiSel обладает повышенной точностью анализа тепловых режимов и выбора компонентов. Уникальные функции, такие как расчет перегрузки при низких частотах огибающей, ограничение частоты коммутации и увеличенное количество итераций при использовании пользовательских циклов нагрузки, значительно улучшают процесс выбора компонентов.

Важно учитывать не только тепловое сопротивление радиатора, но и другие факторы: окружающая среда, условия эксплуатации, тепловые потери внутри устройства и т.д. Все эти параметры могут влиять на эффективность отвода тепла и температурный режим работы силового преобразователя.

Рис. 19. Взаимное тепловое влияние полумостовых стоек 3-фазного инвертора

На рис. 19 показано, как увеличение расстояния между полумостовыми модулями улучшает картину теплового рассеивания на поверхности радиатора. Этот эффект соответствует снижению теплового сопротивления кристалла центрального моста. В примере, показанном на диаграмме, мощность, потребляемая преобразователем, составляет P_d = 1500 Вт. При этом температура кристалла T_j в центральной области достигает 103°С при использовании трехфазного модуля и 93°С, когда преобразователь состоит из трех отдельных полумостов (в обоих случаях температура окружающей среды Т_а = 40°С). Тепловое сопротивление "кристалл-окружающая среда" R_{thja ,} определяемое по формуле R_th = (T_j – T_a)/P_d, в первом случае равняется 0,042°С/Вт, а во втором – 0, 035°С/Вт.

Таким образом, использование раздельных полумостовых модулей позволяет улучшить распределение тепла на радиаторе, снизить тепловое сопротивление и температуру перегрева, что в конечном итоге повышает надежность системы. Разнесение полумостовых стоек на радиаторе на 3-5 мм уже дает заметный эффект, несмотря на незначительный рост паразитной индуктивности.

Рис. 20. Влияние профиля радиатора на тепловое сопротивление

На рис. 20 показано рассеивание тепла на поверхности радиатора для трехфазного инвертора, состоящего из трех полумостовых модулей. Радиатор с большим количеством ребер и большей эффективной площадью должен иметь меньшее тепловое сопротивление. При одинаковой мощности теплоотвода температура радиатора в центральной части модуля в первом случае (рис. 20а) примерно на 10°С ниже из-за меньшего значения R_th(s-a).

Однако, в некоторых случаях эффективнее использовать массивные радиаторы с большим сечением основания и ребер. Такие радиаторы (вариант B) обладают большой тепловой инерцией, обеспечивают высокую устойчивость к пиковым перегрузкам. Это важно, например, для приводов лифтов, которые непрерывно работают в условиях циклов разгона и торможения. Радиатор A, имеющий меньшую тепловую постоянную времени, больше подходит для приложений, работающих с постоянной нагрузкой, например, для насосных приводов.

Конструкция радиатора играет ключевую роль в эффективности отвода тепла. Требуется учитывать не только суммарную площадь поверхности теплостока, но и другие параметры, такие как тепловая инерция, тепловое сопротивление, материал радиатора, тип охлаждения и другие факторы. Подбор оптимального радиатора для конкретного применения поможет обеспечить надежную работу устройства и повысить его стойкость к перегрузкам.

Рис. 21. А – зависимость теплового сопротивления от скорости потока, В – определение рабочей точки системы охлаждения

Аэродинамические свойства вентилятора характеризуются параметром, называемым статическим давлением. Это значение указывает на разницу между давлением воздушного потока, создаваемого вентилятором, и давлением окружающей среды (атмосферным давлением).

Существует четкая зависимость между производительностью вентилятора и статическим давлением воздушного потока. Она определяется экспериментально в лаборатории с помощью специальной барометрической камеры и называется характеристической кривой вентилятора. Такой график для вентилятора GD133-2k при напряжениях питания 207, 230 и 253 В показан на рис. 21б (сплошная черная и пунктирная линии). Конечные точки характеристических кривых обычно описываются в технической документации, опубликованной производителем. Статическое давление" - это давление воздушного потока, когда объемная скорость равна нулю (нулевая производительность), т.е. когда вентилятор работает "вхолостую". Это происходит, когда сопротивление среды (гидравлическое сопротивление) высокое, и вентилятор не может создать в ней движение воздуха, например, в закрытом объеме.

За "максимальную производительность" принимается объемный расход воздуха, когда статическое давление равно нулю, т. е. когда вентилятор работает на полную мощность и в рабочем тракте нет никаких помех. На практике такая ситуация практически невозможна и может быть смоделирована только с помощью специальных барокамер.

При расчете эффективности системы охлаждения программа SEMISEL позволяет оптимизировать параметры радиатора, вентилятора и охлаждающего среды (воздух или жидкость) для каждого типа силового модуля. Рабочая точка системы охлаждения выбирается с помощью характеристической кривой вентилятора и графика зависимости перепада давления на радиаторе от расхода воздуха ΔР = f(V_air/t). Семейство графиков для радиаторов P16 и вентиляторов GD133-2k длиной 200, 280 и 360 мм показано на рисунке 21b.

Статическое давление вентилятора - это важный параметр, определяющий его эффективность и производительность. Грамотное использование характеристических кривых позволяет оптимизировать работу системы охлаждения. Важно учитывать как статическое давление, так и объемную скорость потока при выборе вентилятора для конкретного приложения.

Заключение:

Проектирование преобразователей высокой мощности требует комплексного подхода и учета различных параметров конструкции. Особенно важно проведение теплового расчета, который позволяет оценить правильность выбора компонентов и обеспечить надежную работу устройства.

______

Инженеры компании ЮниРЭК помогут Вам в переходе на китайскую компонентную базу и подберут оптимальные элементы силовой электроники (модули, драйверы, конденсаторы) по вашим техническим требованиям, а также произведут тепловой расчет для заданных условий применения.

Мы готовы работать вместе. Напишите какие задачи Вам необходимо решить на наш электронный адрес: info@unirec.ru