Отличное решение против сильных радиопомех - инструментальный усилитель XL620 от XINLUDA

Одним из преимуществ инструментальных усилителей (ИУ) является возможность повышения качества слабых дифференциальных сигналов на фоне сильных синфазных помех и шумов. До недавнего времени ИУ были преимущественно востребованы только в системах, где необходимо усиливать сигналы датчиков малой мощности в зашумленных средах, например, в медицинском оборудовании, промышленных установках и подобных приложениях. Однако в современном мире радиочастотного шума становится все больше даже в повседневной жизни: устройства с поддержкой Wi-Fi и Bluetooth, мобильные телефоны, базовые станции связи, рации – вот далеко не полный список источников радиопомех, ежедневно окружающих каждого. В такой ситуации усиление слабых низкочастотных сигналов может осложниться даже при использовании обычных бытовых устройств, особенно когда линия передачи данных имеет достаточную протяженность. Поэтому сегодня инструментальные усилители все чаще применяются и в массовой электронной продукции, несмотря на то, что их наличие увеличивает ее стоимость. При этом возникает проблема, которую часто упускают из виду даже опытные разработчики электроники.

Дело в том, что полностью подавить синфазную помеху может только идеальный ИУ. У существующих микросхем есть такой параметр, как коэффициент ослабления синфазного сигнала, или КОСС (CMRR), показывающий, насколько усилитель сможет ослабить синфазную составляющую входного напряжения. На практике даже самые лучшие ИУ не могут эффективно подавлять синфазные сигналы, частота которых превышает 100 кГц. Например, для прецизионного инструментального усилителя INA118 график частотной зависимости КОСС будет выглядеть следующим образом:

Из этого графика следует, что даже при коэффициенте усиления G = 1000 данный ИУ сможет ослабить синфазные помехи с частотой выше 100 кГц не более чем на 90 дБ, то есть в 31600 раз. И этого будет явно недостаточно, даже если речь идет о дифференциальном сигнале амплитудой 10 мкВ на фоне радиопомех с размахом всего 100 мВ.

Однако проблема здесь не в присутствии в выходном сигнале ВЧ-составляющей как таковой – с этим можно вполне успешно бороться различными методами. Любой усилитель обладает неустранимым недостатком, который называют «выпрямление радиопомех» [1]. Суть данного явления заключается в том, что при наличии во входном напряжении радиочастотного шума он будет выпрямлен за счет множества pn-переходов, расположенных на кремниевой подложке кристалла и в данном случае выступающих в роли внутренних диодов ИУ. В результате этого выпрямления в выходном сигнале появится ошибка в виде дополнительного смещения постоянного тока, которое будет зависеть от интенсивности РЧ-помехи и, в отличие от ВЧ-составляющей, не сможет быть устранено никакими методами. Однако существует способ уменьшения эффекта выпрямления радиочастот при помощи микросхемы XL620.

XL620 представляет собой недорогой прецизионный инструментальный усилитель, разработанный китайской компанией Xinluda Information Technology. Его коэффициент усиления может быть запрограммирован пользователем в диапазоне 1…10000 при помощи всего одного резистора. Усилитель обладает низкой нелинейностью (0,8 ppm), а его входной каскад выполнен на базе биполярных составных транзисторов, позволяющих обеспечить малые значения входного тока (1 нА) и напряжения смещения (±20 мкВ), а также низкий температурный дрейф (0,1 мкВ/°С). Микросхема имеет небольшое собственное энергопотребление, составляющее всего 1,3 мА, что позволяет использовать ее в мобильных устройствах с питанием от аккумулятора. XL620 идеально подходит для высокоточных систем сбора данных, а также для измерительных приборов и интерфейсов датчиков. Кроме того, низкий уровень шума (17 нВ/√ Гц @ 1 кГц), небольшой входной ток и малое энергопотребление делают этот ИУ подходящим решением для медицинских приложений, таких как мониторы артериального давления, системы мониторинга ЭКГ и ЭЭГ. Микросхема XL620 выпускается в корпусе SOP-8, является Pin-to-Pin совместимой с популярными усилителями AD620AR/AD620BR и имеет схожие с ними характеристики.

Поскольку причиной возникновения эффекта выпрямления радиопомех является наличие во входном напряжении ВЧ-составляющей, очевидным решением данной проблемы будет максимальное устранение радиочастоты из входного сигнала усилителя. В случае XL620 для этих целей рекомендуется использовать дифференциальный фильтр нижних частот (ДФНЧ), установленный на входе микросхемы.

К данному фильтру предъявляются следующие требования:

• максимально возможная фильтрация ВЧ-составляющей входного сигнала;
• минимально возможные:

o     искажение или подавление полезного сигнала;

o     влияние на источник полезного сигнала;

o     уровень собственных шумов.

Следует обратите внимание, что два последних требования противоречат друг другу: для снижения влияния на источник полезного сигнала сопротивление резисторов фильтра необходимо повышать, однако это приведет к увеличению собственных шумов ДФНЧ, которые неизбежно добавятся к входному сигналу ИУ. Любой резистор будет вносить в схему дополнительный шум, при работе с малыми сигналами имеющий в основном тепловую составляющую (так называемый шум Джонсона, [2]):

,

где:

• k = 1,38∙10 ^-23Дж;
• К – постоянная Больцмана;
• T – абсолютная температура резистора, выраженная в кельвинах;
• R – сопротивление резистора в омах;
• Δf – полоса частот, в которой проводятся измерения в герцах.

Нетрудно заметить, что при попытке снижения влияния ДФНЧ на источник полезного сигнала за счет увеличения сопротивления резисторов R1a и R1b мы получим рост шума на входе ИУ. В связи с этим в любом случае придется искать компромисс между этими двумя факторами. Следует иметь в виду, что номинал 4,02 кОм, приведенный на рисунке выше, был определен по результатам многочисленных опытов и является оптимальным исключительно для усилителя XL620.

Поскольку дифференциальная (то есть полезная) составляющая сигнала на входе инструментального усилителя (V_DM) никак не привязана к общему проводу схемы, для нее ДФНЧ представляет собой последовательно включенные резисторы R1a и R1b, конденсатор C2 и последовательно включенные конденсаторы C1a и C1b.

При R1a = R1b = R1 и C1a = C1b = C1 постоянная времени такой RC-цепи вычисляется по следующей формуле:

В связи с этим полоса пропускания для дифференциального сигнала у ДФНЧ на входе инструментального усилителя может быть определена как:

Синфазная помеха (V_CM) наводится на каждый сигнальный провод относительно земли, поэтому для нее дифференциальный фильтр будет представлять две параллельно соединенные RC-цепочки.

В этом случае при R1a = R1b = R1 и C1a = C1b = C1 постоянная времени составит:

и полоса пропускания ДФНЧ для синфазной помехи будет равна:

При использовании номиналов элементов ДФНЧ, рекомендованных для усилителя XL620, получаем полосу пропускания для дифференциального сигнала BW_DIFF(XL620) = 419 Гц. Однако следует понимать, что при этом коэффициент передачи фильтра составит -3 дБ (то есть всего 0,707), и если в полезном сигнале присутствуют гармоники на этой частоте, около нее или выше, то форма сигнала будет искажена, поскольку более низкочастотные составляющие передадутся практически без подавления.

В связи с этим полосу пропускания BW_DIFF следует выбирать хотя бы в 7 раз больше максимальной частоты, присутствующей в полезном сигнале, в этом случае неравномерность АЧХ фильтра составит не более 1%. Если же использовать десятикратный запас по BW_DIFF, неравномерность уменьшится до 0,5%.

При этом следует помнить, что если для увеличения полосы пропускания используется снижение номинала резисторов фильтра, это потребует от источника сигнала большей нагрузочной способности (хотя и снизит уровень шума Джонсона). Если же полоса BW_DIFF расширится за счет уменьшения емкости конденсатора C2, это повлечет за собой снижение значений C1a и C1b, то есть частота среза у фильтра синфазных помех перенесется в область более высоких значений. Для анализа степени подавления ВЧ-составляющей входного сигнала ДФНЧ на конкретной частоте можно воспользоваться следующей формулой:

Отметим, что дифференциальный фильтр на входе ИУ представляет собой мостовую схему, в которой конденсатор C2 выступает в качестве нагрузки.

При таком способе включения любое несоответствие отношений номиналов плеч (R1a/С1a или R1b/C1b) будет вести к разбалансировке моста и снижению эффективности подавления высокочастотной синфазной помехи. В связи с этим при разработке ДФНЧ желательно использовать резисторы с точностью номинала 1%, а конденсаторы – с точностью 5%, при этом сопротивление и емкость элементов фильтра должны быть как можно более стабильными. Для выполнения этого условия при изготовлении ДФНЧ обычно используют конденсаторы с малыми потерями: традиционные пленочные или полифениленсульфидные (PPS). Резисторы могут быть металлопленочными (в корпусе MELF или выводном) либо тонкопленочными. Использовать композитные толстопленочные резисторы в данном случае нежелательно, поскольку они обладают высоким уровнем собственных шумов. Отметим, что сгладить негативный эффект от несогласованности номиналов плеч моста также помогает установка конденсатора C2 большой емкости. Например, при номинале C2, в 10 раз превышающем номиналы C1a и C1b, уменьшается ошибка подавления синфазной помехи, вызванная несоответствием C1a/C1b, как минимум в те же 10 раз (согласно формуле для BW_DIFF).

По продукции XINLUDA вам ответят специалисты ЮниРЭК:

ТЕХНИЧЕСКИЕ ВОПРОСЫ, ЗАКАЗ ОБРАЗЦОВ, УСЛОВИЯ ПОСТАВКИ, ПОДБОР АНАЛОГОВ

или свяжитесь с нами: info@unirec.ru; 8 (800) 511-65-20